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使用SCALE-2 IGBT驱动器控制多电平拓扑的方法
介绍
本应用指南描述SCALE™-2 IGBT驱动器控制多电平变换器在发生故障时的处理方法。多电平变换器使用串联IGBT，进而升高变换器输出电压及电流的幅值，并降低其总谐波失真率。多电平变换器的基础拓扑要求使用特定的开通和关断时序，以确保IGBT的集电极-发射极电压不会超出安全范围。通常，半桥的外管IGBT应始终先关断（图1中的S1和S4）。如果出现故障，需要执行常规的关断时序（先关外管，后关内管），或用另外的关断时序并结合其他方法，以限制IGBT的集电极-发射极电压和关断能量。
使用SCALE-2驱动器的推荐方法
使用带高级有源钳位(AAC)的SCALE-2驱动器时，在检测到IGBT有故障的情况下（如短路），不需要使用特定的关断时序。只要IGBT驱动器检测到故障状况，它就会立即（或有相应的延迟/1/）关断相应的IGBT�？椋ú还芨肐GBT�？樵诒浠黄魍仄酥写τ诤沃治恢茫�，并且故障信号会在短时间/1/内传送到用户接口。如果随后采用错误的关断时序，AAC即可安全地限定相应IGBT的最大Vce电压。当检测到驱动器故障时，主控制器只需要对所有IGBT施加统一的关断脉冲，即可避免IGBT和驱动器出现热过载。下面的一些测试，足以证实高级有源钳位技术的有效性。
已完成的测试
下面的研究采用F3L200R07PE4 650V/200A三电平NPC1 IGBT�？楹�2SC0108T2D0-07 SCALE-2驱动器（拓扑如图1所示）。请参考/2/以了解详细信息。TVS的击穿电压的典型值设为479V (1mA/25°C)，以支持870V的最大直流母线电压Vdc（每个半直流母线电压均设为相同值以便于测量）。将考虑两种不同的短路情况。
图 1 三电平NPC拓扑
图 1 三电平NPC拓扑
桥臂中点(MP)与中性点(0)之间的短路
在图1的拓扑中，在桥臂中点MP与中性点0之间设置一短路路径。图2的测量中所采用的最大直流母线电压Vdc为870V。
最初，所有的开关都处于关断状态(a)。然后导通IGBT S3 (b)，则半直流母线电压435V会施加于IGBT S4 (Vce4)，此时无短路电流流过。当S4导通时(c)，短路电流Ic4流经S3和S4，一直增大，直到IGBT S3先退饱和，稍后是S4退饱和。特定的关断时序将要求先关断S4，再关断S3。但在这里S3会先关断(d)。如果不采取�；ご胧�，短路电流会换流到图1中的D1和D2，从而导致约870V的全直流母线电压施加到S3 (Vce3)，而这远远超出了IGBT最大耐压能力。图2清楚表明，在关断S3的整个关断过程中(d)，电压Vce3被钳在最大值500V。当短路电流完全关断时，半直流母线电压435V施加到IGBT S3 (e)。
图 2 在MP与0之间出现短路时的“错误”关断时序
桥臂中点(MP)与直流母线正端(P)之间的短路
在图1的拓扑中，在桥臂中点MP与直流母线正端(P)之间设置短路路径。图3的测量中所采用的直流母线电压Vdc为550V。最初，所有的开关都处于关断状态(a)。然后导通IGBT S3 (b)。短路电流IL开始从P流到MP、S3和D6。一半的直流母线电压Vdc被施加到IGBT S4 (Vce4)。在约1μs后，S4导通(c)。短路电流快速从D6换流到S4（Ic4增大）。当IGBTS3退饱和时，它的电流会大幅减�。ㄍ�3中未显示），从而产生Vce3电压尖峰。因为短路电流IL为电感性（短路路径存在最小电感），其将保持相对稳定，在整个(d)、(e)和(f)阶段，流经二极管D1和D2的电流在数值上等于IL–Ic4，也即IL-Ic4正通过D1和D2续流。因此，全直流母线电压Vdc被施加到MP与N之间。在此期间，AAC可将电压Vce3安全地钳在500V左右（Vce3会在S3退饱和后立即升高，但不会超过IGBT RBSOA）。直流母线电压Vdc与Vce3之间的差值（约等于550V-500V=50V）施加到MP、S3、S4和N之间的杂散电感上，因为S4仍处于饱和状态，这会导致Ic4进一步增大，但增大速率较低(d)。
当S4退饱和时(e)，电流Ic4停止增大。特定的关断时序会要求先关断S4。但在这里S3会先关断(f)。这种影响几乎察觉不到，如图3所示。原因非常简单：AAC已经限定Vce3电压，它无法进一步升高。驱动器会尝试降低S3的门极-发射极电压，但AAC功能阻止了这一行为。然后，关断IGBT S4 (g)，Ic4迅速降至零。对应的Vce4电压由S4的AAC进行安全限定。初始短路电流IL然后会完全通过D1和D2续流，并逐渐减小为零，部分波形如图3所示(g)。
图 3 在MP与P之间出现短路时的“错误”关断时序
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